摘要： 本文介紹了設(shè)計(jì)65W雙路輸出1/4磚型模塊電源PAQ65D48-*系列的技術(shù)，包括應(yīng)用有源嵌位軟開關(guān)單端正激變換技術(shù)，雙路同步整流技術(shù)，第二路輸出采用電子模擬磁飽和放大器（斬波式穩(wěn)壓器）技術(shù)以及應(yīng)用多層印刷線路板制作功率線圈。由于這些技術(shù)所擁有的公認(rèn)的諸多優(yōu)點(diǎn)，采用后大大降低了初、次級(jí)開關(guān)元件的電壓應(yīng)力，大大降低了二次側(cè)整流損耗，也同時(shí)提高了第二路輸出的效率，實(shí)現(xiàn)了更好的兩路電壓交互調(diào)節(jié)特性（可完全空載），以及更佳的動(dòng)態(tài)負(fù)載響應(yīng)特性，達(dá)到了小型化、薄型化的要求。最后附有必要的實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果。
關(guān)鍵詞：標(biāo)準(zhǔn)1/4磚型模塊電源、有源嵌位軟開關(guān)單端正激變換、同步整流、電子模擬磁飽和放大器（斬波式穩(wěn)壓器）、印刷線路板功率線圈
一．前言
當(dāng)今世界信息技術(shù)的高速發(fā)展，促使其設(shè)備在向大容量，高性能及小型化發(fā)展的同時(shí)，對所使用的電源模塊也提出了更高的要求。即外型尺寸更小，厚度更薄；電氣特性方面要求電壓控制精度更高，動(dòng)態(tài)響應(yīng)更快，電磁干擾更低等；可靠性方面要求功耗、發(fā)熱溫升更低等等。
二．設(shè)計(jì)方案的確定：
基本性能指標(biāo)：(1). Pomax=65W，(2).Vin = 36~76VDC，(3).Vo1/Vo2 : 5V/3.3V等多種組合，輸出可調(diào)范圍：±10%， (4). Io1+Io2=18A，I01max=13A，I02max=16A， (5). 效率h = 90%（5V/3.3V組合），(6). 標(biāo)準(zhǔn)1/4磚型結(jié)構(gòu)尺寸，(7). 基本模塊厚度低于9mm。
1．主變換電路選擇：經(jīng)對比單端正激式、準(zhǔn)諧振式、ZVS全橋相移式及有源嵌位單管正激等幾種變換方式，采用有源嵌位軟開關(guān)單管正激方式。其顯著特點(diǎn)是功率器件較少，控制相對簡便可靠；固定的工作頻率有利于輸入濾波器的設(shè)計(jì)；初、次級(jí)開關(guān)電壓應(yīng)力更低，初級(jí)導(dǎo)通損耗低，開關(guān)損耗低；變壓器利用率更高，變壓器波形好，使通過耦合對二次側(cè)同步驅(qū)動(dòng)更易實(shí)現(xiàn)。二次側(cè)用同步整流方式，經(jīng)對比了幾種諸如兩路單獨(dú)變換、主輸出降壓變換、可飽和磁放大器等方式，確定用電子模擬磁放大器（斬波式穩(wěn)壓器）方式做為第二路穩(wěn)壓方式。即用一只MOS管替代磁放大器電感，通過模擬磁放大器原理調(diào)節(jié)此開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓。實(shí)際對變壓器次級(jí)電壓進(jìn)行了斬波。這樣最大限度減少了磁性功率器件的數(shù)量，提高了變換效率，充分發(fā)揮了線路的效能。這使得二次側(cè)具有一系列優(yōu)點(diǎn)，如兩路輸出無需最小負(fù)載；因占空比不必變化很大，大范圍動(dòng)態(tài)響應(yīng)同樣好；兩路輸出的交互負(fù)載調(diào)整率很低等等。
2． 機(jī)械結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)：為實(shí)現(xiàn)1/4磚標(biāo)準(zhǔn)要求36.8mm′50.8mm，選用新型小尺寸SMD封裝功率開關(guān)器件，第二路輸出濾波電感選用標(biāo)準(zhǔn)SMD平面型產(chǎn)品以及采用PCB板制作變壓器及電感線圈，上層元件高度3.3mm，下層元件3.55mm，PCB板厚度2.05mm，則總厚度8.9mm。最終保證了在1/4磚小面積上完成設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。
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圖1.有源嵌位單端正激變換及電子模擬磁放大器原理
圖2. 開關(guān)管S1，S2，…，S6的驅(qū)動(dòng)電壓波形 [/center]
三．工作原理：
1．線路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及簡要說明：
如圖1所示，Lm表示變壓器初級(jí)勵(lì)磁電感，Le表示初級(jí)漏感，Cr是變壓器復(fù)位嵌位電容，C1、C2分別是MOS管Q1、Q2的寄生電容，D1、D2是Q1、Q2固有的體二極管，各MOS管的溝道與并聯(lián)的體二極管組成總開關(guān)，S3、S4是二次側(cè)主輸出的同步整流續(xù)流開關(guān)管，S5、S6是第二路輸出的整流續(xù)流開關(guān)管。其中S2選用P溝道MOS管，便于設(shè)計(jì)它的驅(qū)動(dòng)電路。另外注意S5的體二極管方向。
各開關(guān)管S1，S2，…，S6的驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)序波形如圖2所示，在S1與S2驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間設(shè)有一定的死區(qū)以完成軟開關(guān)過渡過程。另外，參數(shù)設(shè)置要保證初級(jí)電感Lm與Cr的諧振頻率小于變換器的工作頻率fs。
基本關(guān)系式：
Dvo1---主路導(dǎo)通占空比，Dvo2---第二路導(dǎo)通占空比，n---變壓器變比
(1). 根據(jù)變壓器等效伏-秒公式，C r上的電壓為Vcr=Vin/(1-Dvo1)
(2). 根據(jù)輸出電感的等效伏-秒公式，有nVo1/Vin=Dvo1
(3). 對于第二路輸出有 nVo2/Vin=Dvo2
S5的導(dǎo)通量與S3的導(dǎo)通量相差：Dblock=Dvo1-Dvo2 ，因此Vo1< Vo2。
2. 工作過程分析：
(1). 穩(wěn)態(tài)波形如圖3所示，以一個(gè)穩(wěn)態(tài)周期為例，分為從M1到M10的10個(gè)階段進(jìn)行分析。各階段的等效電路如圖4所示。其中M1到M3階段是功率由變壓器向二次側(cè)傳輸過程，在M3階段同時(shí)又向第二路輸出傳送功率。M2階段是第二通道開關(guān)S5與S6換流過程（即續(xù)流轉(zhuǎn)向整流），M4與M5階段是軟開關(guān)過渡過程，M5與M6階段和M9，M10階段同樣是由于變壓器初級(jí)漏感的作用形成的二次側(cè)輸出換流階段。
(2). 以下從M1階段分析，注意開關(guān)S的導(dǎo)通包括MOS管溝道Q導(dǎo)通與體二極管D導(dǎo)通。
M1階段：：（S1，S3，S6導(dǎo)通，S2，S4，S5關(guān)斷）
S1導(dǎo)通，Vin加至變壓器初級(jí)，功率傳至二次側(cè)第一通道。S5倘未導(dǎo)通，S6處于續(xù)流狀態(tài)，這階段到S5開始導(dǎo)通結(jié)束。
M2階段：（S1，S3，S5，S6導(dǎo)通，S2，S4關(guān)斷）
第二通道開始由變壓器供電。在S5導(dǎo)通之前，Q6溝道關(guān)斷，靠體二極管D6續(xù)流。S5一開始導(dǎo)通，S5與S6開始換流。注意在這一換流過程中，變壓器次級(jí)線圈有一瞬間電壓跌落。這一跌落的程度取決于S5導(dǎo)通速度，變壓器初級(jí)漏感以及第二路輸出電流的大小。假設(shè)S5瞬間導(dǎo)通，Vin將全部加在初級(jí)漏感Le上。使二次側(cè)出現(xiàn)電壓瞬間跌落至零。這階段至S6關(guān)斷為止。
M3階段：（S1，S3，S5導(dǎo)通，S2，S4，S6關(guān)斷）
第一、第二路輸出完全由變壓器供電。
M4階段：（S3，S5導(dǎo)通，S1，S2，S4，S6關(guān)斷）
Q1關(guān)斷的過渡。從Q1關(guān)斷開始，iLe基本恒定，C1線性充電，C2通過Cr線性放電，這一階段至C1被充至Vin結(jié)束。變壓器初級(jí)電壓降至零。S3與S4換流之前，Q3溝道應(yīng)該關(guān)斷以防止交叉導(dǎo)通。而Q4、Q6應(yīng)在各自換流后導(dǎo)通。Q1的關(guān)斷屬一定程度的軟關(guān)斷。
M5階段：（S3，S4，S5，S6導(dǎo)通，S1，S2關(guān)斷）
Q1關(guān)斷后初、次級(jí)的繼續(xù)過渡。變壓器初、次級(jí)電壓降為零，無功率傳輸。Le與C1，C2諧振，C1充電上升至Vcr，C2通過Cr通路被放電至零，此時(shí)Le經(jīng)D2放電，這時(shí)Q2實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。在二次側(cè)， S3與S4， S5與S6繼續(xù)換流。
M6階段：（S2，S3，S4，S5，S6導(dǎo)通，S1關(guān)斷）
Q2導(dǎo)通時(shí)初、次級(jí)的過渡。變壓器初級(jí)電壓仍被嵌位在零電壓。Cr開始通過Q2向Le加上電壓 Vcr-Vin，使iLe下降，當(dāng)iLe降至與im相等時(shí)，這一階段結(jié)束。在二次側(cè)，S3與S4，S5與S6繼續(xù)換流。
M7階段：（S2，S4，S6導(dǎo)通，S1，S3，S5關(guān)斷）
Q2導(dǎo)通后初、次級(jí)的繼續(xù)過渡。Cr以電壓Vcr-Vin使變壓器復(fù)位，二次側(cè)完全由S4，S6續(xù)流。
M8階段：（S4，S6導(dǎo)通，S1，S2，S3，S5關(guān)斷）S2關(guān)斷的過渡。
M9階段：（S3，S4，S6導(dǎo)通，S1，S2，S5關(guān)斷）S2關(guān)斷后初、次級(jí)的繼續(xù)過渡。
M10階段：（S1，S3，S4，S6導(dǎo)通，S2，S5關(guān)斷）S1導(dǎo)通的過渡。
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圖3. 穩(wěn)態(tài)時(shí)的相關(guān)電流電壓原理性波形圖
圖4. 各不同階段的等效電路 [/center]
這三個(gè)階段相應(yīng)地分別與M4，M5，M6三個(gè)階段的變換過程相似。在M8階段，S1，S2上的電壓開始過渡過程，im使C1線性放電，C2線性充電。M9階段，Le與C1，C2的諧振作用使C1放電，C2充電繼續(xù)進(jìn)行。與M2和M3階段相比，使S1達(dá)到ZVS過渡更困難，因?yàn)闆]有等效負(fù)載電流對諧振環(huán)進(jìn)行補(bǔ)充。但在設(shè)計(jì)上，如果通過減小勵(lì)磁電感，使勵(lì)磁電流有較大峰-峰值，可以達(dá)到ZVS過渡。但是這樣在諧振環(huán)路中會(huì)有較大環(huán)流引起較大損耗，這與主變換器工作頻率也有關(guān)。然而實(shí)際上，S1的導(dǎo)通過程是ZCS過渡。在M9，M10階段，S3（D3）和S4（D4）開始換流，當(dāng)S3完全導(dǎo)通后，這一階段結(jié)束，然后回到M1階段，完成一個(gè)完整周期的變換。
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圖5. 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓波形圖
圖6. 開關(guān)管Q1 、Q2驅(qū)動(dòng)及漏極電壓波形 [/center]
四. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果：
1. 測試條件：Vin=48V, Vo1=5V, Vo2=3.3V, Io1=6.5A（半載）, Io2=8A（半載）
2. 各開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓波形如圖5所示，Q1與Q2驅(qū)動(dòng)時(shí)序有一定死區(qū)以完成軟開關(guān)過渡。Q5、Q6驅(qū)動(dòng)波形雖有一定交叉，但此刻變壓器不傳輸功率，不會(huì)引起交叉導(dǎo)通損耗問題。
從放大的圖7(a)中明顯看出，在Q1關(guān)斷Q2導(dǎo)通的過渡過程中，Q1實(shí)現(xiàn)軟關(guān)斷，Q2是零電壓導(dǎo)通。 圖7(b)所示為Q2關(guān)斷Q1導(dǎo)通的過渡過程，Q2是軟關(guān)斷；Q1如前所述不是零電壓
導(dǎo)通，但可看出Q1實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通，而且從總體效率指標(biāo)比較，這樣的結(jié)果最好。
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圖7. 放大量程后開關(guān)管Q1 、Q2驅(qū)動(dòng)及漏極電壓過渡波形 [/center]
圖8顯示S5的調(diào)節(jié)作用，即對整流前變壓器二次側(cè)的輸出電壓進(jìn)行了斬波。
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圖8.二次側(cè)第一、第二路輸出整流前電壓波形 [/center]
圖9是實(shí)測的效率-負(fù)載曲線，在輕載時(shí)就有較高的效率，在半載至滿載時(shí)，效率一直保持在90%左右。
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圖9. 實(shí)測的效率-負(fù)載曲線
(a) 圖10. 動(dòng)態(tài)負(fù)載響應(yīng)特性 (b) [/center]圖10顯示動(dòng)態(tài)負(fù)載響應(yīng)快，電壓變動(dòng)小。如圖10(a)所示, 當(dāng)Io1從 0->6.5A變動(dòng)時(shí)，電壓變化量只有120mV，恢復(fù)時(shí)間小于250ms。
五. 結(jié)束語：
以上理論分析及實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，應(yīng)用所介紹的技術(shù)使這款雙路輸出1/4磚型模塊電源表現(xiàn)出優(yōu)異的特性。其它特性還有諸如雙路輸出可各自調(diào)整；在各種不同負(fù)載條件下，輸出電壓極為穩(wěn)定；可靠性很高等等，解決了以往其它雙路輸出電源存在的許多問題。本系列產(chǎn)品現(xiàn)已經(jīng)量產(chǎn)，并廣泛應(yīng)用于通訊等領(lǐng)域。
2、APEC2002
Stability and Dynamic Response Improvement of Flyback DC-DC Converter by a Novel Control Scheme
APEC 02 proceeding, pp. 389-394 (March 2002)