1研究現狀
現在新型的大功率可再生能源為風能和太陽能。新型風機單臺的平均功率已經超過了2MW，并且有5MW的投入使用。在過去幾年里，太陽能也從單機0.5MW提高到現在的單機1MW+。10MW的光伏發電站最為常見，同時高達60MW的電站也已經在運行。兩者都需要通過逆變器連接到電網上，也都需要通過濾波器向電網提供低THD的正弦電流。
風機在發電側有一個boost特性的變換器，將變化的發電側電壓變換為恒定直流電壓使得并網逆變器可以最優化運行。與此相似，太陽能電池板向變換器提供和光照強度、環境溫度、負載電流和功率成正比的電壓。該可變輸入電壓范圍超過1：2。通常大功率光伏并網逆變器不使用額外的前端變換器。
功率轉換效率在所有參數中最為重要。現在，電力電子在風機中使用1200V和1700V硅元件，在太陽能電池中使用1200V硅元件（對于小功率單相電源使用600V）。通過選擇合適的硅器件，使用更先進的半導體技術，可以減小變換器的損耗以提高系統的效率。本文并不討論這些，因為在未來5到10年里，如果沒有太大變化，IGBT仍然是首選的電力電子器件。
基于雙饋感應電機的風機結構已經不再流行。所有使用雙饋原理的風機廠商正在發展基于直驅式和傳統四象限驅動的電機。
對于將兩個串行的電力電子變換器放置在一個直驅式結構，風機變換器的效率可以達到96%~97%。這個效率是發電機的輸出通過dV/dt濾波器、發電機側變換器、直流母線、并網逆變器以及輸出正弦濾波器后的效率。電力變換器的大小由價格和可靠性的需求決定。
可靠性也是一個很重要的因素。風車不能夠停止工作，停止轉動。為此，所有的元器件都需要良好的性能，同時也需要對結構進行設計，以使得當一個器件出現故障時還能夠繼續運行。對于幾個MVA的大容量逆變器電源，需要很多數量的半導體芯片和開關模塊的并聯。
1.1 IGBT模塊并聯運行的解決方案
（1）逆變器每一相為一個單元，每相有很多個IGBT模塊并聯，它們共用一個驅動。每個IGBT模塊都有獨立的門極電阻和對稱的DC和AC連接。作為一個成功的例子，SEMIKUBE IGBT模塊已經運用在太陽能領域。
（2）幾個逆變器的相單元并聯，分別使用獨立的驅動。由于不同驅動的延時不同，需要小的AC輸出的扼流圈。（SKiiP IPM 功率模塊的并聯）
（3）三相系統并聯到一根直流母線上，每一相也有幾個模塊并聯，每個系統使用獨立的驅動。對于更大的功率，需要將幾個三相逆變器并聯使用。由于不同驅動延遲不同，依然需要AC輸出的扼流圈。可以使用一個PWM信號和直流母線。
（4）三相逆變器并聯運行，使用一個PWM控制器，需要額外控制并聯逆變器的負載電流分配。（復雜PWM控制）
（5）使用低延遲的主從驅動，可以驅動幾個并聯運行的模塊。不需要添加額外的電感，而且當一個半導體芯片損壞時，只會損壞一個開關模塊。
（6）帶有輸入或輸出端電流隔離的逆變器并聯運行。其中每一個并聯支路都是一個標準的、獨立的、基礎的單元，有不同的PWM和獨立的控制器，如圖1。
在一些風機結構中，發電機、整條驅動和中壓變壓器都被放在一個機艙中。這種情況下，機艙總重量會很大，但這卻是使得低壓發電機和中壓電網間傳輸損耗可以被接受的唯一的方法。在另一些設計中，風機的驅動系統被置于底部，即塔的基部。電能在低壓情況下傳輸距離達到100m，這會帶來更高的損耗和成本。
標準的工業上基于硅技術的1700V IGBT模塊對于1MW的三相逆變器必須并聯使用；現階段最大的單個三相逆變器為1.5 MW。因此對于幾個發電機繞組，可以將獨立的驅動系統簡單的并聯。同時，其可靠性要高于將同樣數量的模塊經過復雜并聯后組成一個更大功率的變換器（見圖1）。
圖1 有3個發電機繞組和獨立驅動系統的風機結構
1.2 風力發電機
發電機的一些要求，例如最小尺寸、脈動轉矩和短路轉矩，尤其對于低速直驅發電機，導致需要使用較多的相繞組，例如使用兩套，三套或六套三相繞組。一般不使用5相、7相或者更高相數的多相系統，因為三相逆變器和控制器都是已經標準工業化的。幾兆瓦發電機傳統需要中壓輸出。但是中壓輸入和輸出系統對于中壓電力電子器件的使用提出了要求。現在中壓并網變換器開關頻率幾千赫茲，效率很低而且每千瓦的花費也很大。
1.3 無功功率控制
可再生能源電源還有以下要求：有功控制，無功控制，低電壓穿越以及不經常提到的非對稱電網電壓運行。
可再生能源電源的無功控制首先使用于風機中，最近在光伏中開始運用。它導致連接線端逆變器的直流母線電壓更高。
1.4 線端逆變器工作原理
PWM變換器中的能量流動控制通過調整相移角δ實現，它是電源電壓U1和對應變換器的輸入電壓Vs1之間的相角差。
當U1領先Vs1時，電能從交流電源流向變換器。相反的，如果U1滯后 Vs1，電能從變換器的直流端流入交流電源。電能傳輸方程見公式（1）。
（1）
交流電源功率因數可以通過控制Vs1的幅值來調節。每相等效電路和功率因數超前、滯后以及單位功率因數時的運行如圖2所示。通過相圖可以看到，當功率因數為1時，Vs1滿足
圖2 并網逆變器每相等效電路，單位功率因數以及超前和滯后功率因數的相圖
2新型設計方案
2.1大功率風機逆變器單元串聯
風機設計中采用基于獨立發電機繞組的直驅式變換器有很多優勢，但也有一個大缺陷。在發電機和變換器之間需要更多電纜——三套三相繞組設備。為此所有變換器需要放置在機艙中靠近發電機的地方。對于大功率低電壓的情況，發電機電流遠大于1500A。一個很好的方法是使用中壓同步發電機并且只用一個二極管整流器。然而，在這種情況下，直流母線電壓變化很大（1:2），并且需要中壓的硅器件。風機需要在最小的旋轉速度和最小的直流電壓下都可以產生電能。例如對于1000V直流電，輸出到中壓變壓器上的電壓相對較小，為660V。與此同時，直流母線電壓可能超過2kV。
對于并網逆變器，一種合理的解決方案是將逆變器串聯，這樣可以對可變的發電機整流電壓進行分壓。這些并網逆變器接到中壓變壓器的初級繞組上，獨立的維持其直流母線電壓。對于更低的發電機電壓，其中一些單元必須旁路掉，使得單元總的等效電壓減小并對應于發電機電壓。風機轉矩的要求實際上是對發電機電流的要求；因此可以將其與真實的直流電流比較。如果需要的轉矩比實際的直流電流大，則旁路的時間總和更大，更多的單元需要被旁路掉，這樣等效反電勢減小，直流電流增大。
每一個使用的并網逆變器控制并保持輸入直流電壓恒定，例如1000V，它們都連接到變壓器的初級繞組上。如果直流電壓高于一個設定值，放電電流增大。并網逆變器可以是單相和三相單元。單相單元只有一個變壓器繞組。發電機發出的中壓電經過整流，例如十幾千伏，供電給串聯起來的這種逆變器單元。其中一些單元有輸入旁路開關，可以對直流母線進行控制。另一些則沒有旁路開關，它們總是串聯著，其電壓之和對應于最小的發電機電壓。
這里給出一個兆瓦級風機的功率轉換方案，包括中壓同步發電機、機艙中的二極管整流器、高效的中壓直流電壓傳輸裝置、線端中壓逆變器和高壓并網變壓器（見圖3）。使用幾個單元對變化的發電機輸出電壓分壓。每個單元有一個三相或者單相的并網逆變器，分隔變壓器繞組和直流母線電容。中壓發電機的電流對直流母線充電并輸入功率，變換器將能量輸出。因此，直流母線電壓要保持恒定，因為它決定了直流母線對電網的放電電流。單元輸入處為一個半橋配置，例如經典的升壓變換器，但它只當作旁路開關使用。如果發電機電壓低于串聯單元的電壓之和，發電機的電流應該減小。為此，更多的單元需要被旁路，減小串聯單元的數目，增加發電機電流。
圖3 中壓發電機和由幾個單元串聯構成的中壓并網逆變器
特性：
l 發電機直流電壓范圍從100V到最大直流電壓10kV；
l 對于3×690V交流電源單元，每個單元的直流電壓為1100V（1700V 硅）；
l 單元數目=最大直流電壓/每個單元直流電壓；
l 單元功率：發電機最大功率/單元數目；
l 實現單元最佳功率分配；
l *通過改變連接或旁路單元的數目實現中壓直流電流控制；
l 單元投入時間可以在0%至100%間變化切除的單元可以滿發無功；
l 在滿功率和低功率時都有很高的效率；
l 對每個單元使用多重化PWM可以減小THD；
l 線路側電流紋波頻率等于單元開關頻率乘以單元數量；
l 有低壓穿越能力；
l 可以通用于50Hz和60Hz的情況；
l 新型風電場概念：風力發電機和整流器連接至位于風電場中央的功率變換器。所有單元集中放置在風電場中最合適的位置，即變電站附近；
l 單元使用成熟可靠的1700V硅器件，避免有損中壓設備的使用，使功率變換器最有效率；
l 不會由于現有中壓器件的限制而限制發電機中壓繞組電壓。
2.2光伏應用
光伏應用中一般只有一個電力電子并網逆變器（GTI）。GTI的交流輸出電壓和最小直流輸入電壓成正比，該最小直流輸入電壓是和最小光照成正比的啟動光伏電壓。如果選擇的交流輸出電壓越低，則額定功率對應的電流越高，然而啟動電壓會越低。為此需要對交流輸出電壓做一個折衷：一些產品使用3×270V，另一些使用3×328V。
當光伏電壓/輸出交流電壓較低時，可以利用很小的能量，當交流輸出電壓設計得較高則無法利用這部分能量。在光伏應用中，GTI只工作在約1/2額定輸出電壓下。1200 V硅器件是一個發展，它使得輸入輸出交流電壓可以達到480V，而現在的光伏應用中通常使用270V到330V。這樣運行效率更低，因為其與調制比M，即Vac與Vdc的比值，密切相關。對于400Vac/650Vdc或者480 Vac/800Vdc，效率很接近而且都大于現在使用的270Vac/（500…900 Vdc）（見圖4）。
圖4 不同功率下GTI的效率；Fsw=5kHz
2.3帶有前端控制的光伏并網逆變器
在此介紹一種兆瓦級光伏裝置的功率轉換方案（見圖5），包括太陽能電池板、緊接電池板的對稱升壓變換器前端控制、連接到逆變器的直流傳輸線、工業化的并網變換器、正弦濾波器以及標準中壓線電壓的變壓器。
圖5 升壓變換器和并網逆變器
逆變器輸入電壓優化至交流變壓器的輸入電壓，調制比M約為1。
美國應用實例：圖5所示電路，光伏輸出電壓在200V-600V的范圍內；升壓輸出/傳輸電壓800V直流電壓；最后輸出3×480V交流電到變壓器上。前端控制的硅器件為600V，逆變器中為1200V。當光伏電壓為400V時，直流輸電線上損耗只占1/4。要求電池板輸出的紋波電流相對小，可以增加電池板和前端控制間的電感，同時也需要提高開關頻率。連接電纜的電感對于減小電流紋波有幫助。100m的連接電纜電感值超過0.1mH。
歐盟應用實例：光伏電壓變化范圍在400-900V間，前端升壓變換器產生650V電壓，輸出3×400V交流電；或者產生800V電壓，輸出3×480V交流電。當光伏電壓高于650V或者800V時，升壓變換器停止工作，GTI的輸入電壓即為光伏電壓。
前端升壓變換器交替輸出正二分之一和負二分之一的輸出電壓，當上部和下部的IGBT都只導通一半的開關時間，即180度電角度，則作為倍壓變換器運行。這種運行方式有很大優勢，太陽能電池板輸出電流恒定，不需要再增加額外的大電感作為L1和L2，使用50-100m的連接電纜即可。
這個優勢導致該方案如圖6所示。
圖6 倍壓變換器，第二個旁路或升壓變換器，兩個使用多重化PWM的GTI
光伏電壓總是可以翻倍，即在800~1800V范圍內。對于GTI中使用的低壓硅器件，1800V是一個過高的電壓，我們可以使用中壓風機中使用的方法，將兩個單元串聯。旁路電路可以安裝在靠近倍壓變換器的地方，它為兩個串聯的逆變器調整需要的直流電壓。通過這種方法，直流傳輸線上的電壓最高將會比光伏輸出電壓提高4倍。
例1：光伏電壓為400-900V；倍壓后為800-1800V；第二個升壓輸出/直流傳輸線電壓/逆變器電壓為1600-1800V，最后向變壓器提供2份3向480V交流電，高于1600V后不再有升壓效果。所有開關為1200V。
例2：光伏電壓為400-900V；倍壓后為800-1800V；第二個升壓輸出/直流傳輸線電壓/逆變器電壓為2200V=2×1100V，最后向變壓器提供2份3向690V交流電。倍壓變換器硅器件電壓等級為1200V，剩下的IGBT和二極管為1700V。如果載波開關頻率低于4kHz，使用1700V硅器件的逆變器效率高于1200V。
當使用2200V傳輸電壓時，傳輸線損耗比傳統的直接與550V光伏電壓相連的情況減小了16倍（使用相同的連接電纜）。
兩個功率和相電流大小都相同的并網逆變器與電絕緣繞組相連。這樣可以很容易的使用多重化PWM。對于兩個逆變器的并聯運行，使用多重化PWM時，會有1/2開關周期即180度角度的相移。
使用這種方法，正弦濾波器的體積大大減小，且只有一個電感值L。圖8中的仿真結果顯示了1號和2號逆變器的電流，此時開關載波頻率只有1 kHz，THD=19%，兩個逆變器的電流和即為并網電流，THD很小只有3.8%。
圖7 上端逆變器相電流；下端逆變器相電流，THD=19%，并網電流THD=3.8%；濾波器電感 L_total=12%；Fsw=1kHz
使用多重化PWM優點明顯。只需使用一個電感構成的低通濾波器與變壓器的漏電感共同作用即可。變壓器漏電感對應于變壓器uk=4%時的短路電流。L_total=12%。
一個并網逆變器的正弦濾波器，電感標幺值為12%，電流THD需要小于4%，開關載波頻率高于6kHz。
3結論
風機中電力電子器件只使用1700V的IGBT和二極管。基于雙饋感應電機的風機結構已經不再流行。使用兩個背靠背逆變器的全功率結構成為主要研究方向。發展中的風機功率等級為3-5MW。運用2個、3個甚至6個3相發電機繞組，使用同樣數量的獨立驅動裝置，獨立控制裝置，可以提供很高的模塊化功率，也可以在有故障發生時，提供冗余的運行方式。
風機的新型設計方案為一個中壓發電機與中壓并網逆變器相連，中壓并網逆變器通過一串可以旁路的低壓并網逆變器單元實現，低壓并網逆變器接到中壓變壓器獨立繞組上。
太陽能應用基于1MW的并網逆變器，可以直接與太陽能電池板相連。
太陽能應用中，主要針對于獲得更高的系統效率。由一個倍壓變換器和兩個串聯的逆變器單元構成。直流傳輸電壓提高了4倍，逆變器調制比為1，使用多重化PWM進行控制，大大簡化了輸出濾波器。
參考文獻（略）